사이리스터 제어 기능이 있는 크레인 메커니즘의 자동 전기 구동
크레인 메커니즘의 최신 전기 드라이브 시스템은 주로 비동기 모터를 사용하여 구현되며 속도는 회 전자 회로에 저항을 도입하여 릴레이 접촉기 방식으로 제어됩니다. 이러한 전기 드라이브는 속도 제어 범위가 작고 시동 및 정지 시 큰 킥과 가속이 발생하여 크레인 구조의 성능에 악영향을 미치고 부하의 흔들림을 유발하며 높이와 리프팅이 증가한 크레인에서 이러한 시스템의 사용을 제한합니다. 용량 .
전력 반도체 기술의 발전으로 크레인 설비의 자동화된 전기 구동 구조에 근본적으로 새로운 솔루션을 도입할 수 있게 되었습니다. 현재 강력한 사이리스터 변환기로 구동되는 DC 모터가 장착된 조정 가능한 전기 구동 장치가 타워 크레인 및 교량 크레인의 리프팅 및 이동 메커니즘에 사용됩니다. - TP 시스템 - D.
이러한 시스템의 모터 속도는 전기자 전압을 변경하여 (20 ÷ 30) 범위에서 조절됩니다. 동시에 과도 프로세스 중에 시스템은 지정된 표준 내에서 가속 및 킥이 얻어지도록 합니다.
사이리스터 변환기가 비동기식 모터(AM)의 고정자 회로에 연결될 때 비동기식 전기 드라이브에서도 우수한 조정 품질이 나타납니다. 닫힌 ACS에서 모터 고정자 전압을 변경하면 시작 토크를 제한하고 드라이브의 부드러운 가속(감속)과 필요한 속도 제어 범위를 달성할 수 있습니다.
크레인 메커니즘의 자동 전기 구동에 사이리스터 변환기를 사용하는 것은 국내외 관행에서 점점 더 많이 사용되고 있습니다. 작동 원리와 이러한 설치 가능성에 대해 알아보기 위해 DC 및 AC 모터에 대한 두 가지 제어 방식 변형에 대해 간략히 살펴보겠습니다.
무화과에서. 도 1은 브리지 크레인 리프팅 메커니즘을 위한 독립적으로 여기된 DC 모터의 사이리스터 제어의 개략도를 보여준다. 모터의 전기자는 변환기와 부하의 전압을 일치시키는 역할을하는 전력 변압기 Tr로 구성된 가역 사이리스터 변환기에 의해 공급되며 두 그룹의 사이리스터 T1 — T6 및 T7 — , 평활 반응기 1UR 및 2UR, 둘 다 불포화로 만들어진 평활 반응기 .
쌀. 1. TP-D 시스템에 따른 크레인의 전기 구동 방식.
사이리스터 그룹 T1-T6은 이러한 모드에 대한 모터 전기자 회로의 전류 방향이 동일하기 때문에 무거운 부하를 들어 올릴 때 정류기로 작동하고 무거운 부하를 내릴 때 인버터로 작동합니다. 전기자 전류의 반대 방향을 제공하는 사이리스터 T7-T12의 두 번째 그룹은 전원이 꺼지는 동안 정류기로 작동하고 브레이크를 낮추기 위해 모터를 시작하는 과도 모드에서 리프팅 과정에서 멈출 때 인버터로 작동합니다. 로드 또는 후크.
사이리스터 그룹이 동일해야 하는 이동식 크레인의 메커니즘과 달리 리프팅 메커니즘의 경우 두 번째 그룹의 사이리스터 전력은 첫 번째 그룹보다 적게 취할 수 있습니다. 잔뜩.
사이리스터 변환기(TC)의 정류 전압 조정은 SIFU-1 및 SIFU-2(그림 1)의 두 블록으로 구성된 반도체 펄스 위상 제어 시스템을 사용하여 수행되며, 각 블록은 해당 블록에 두 개의 점화 펄스를 공급합니다. 사이리스터 오프셋은 60 °입니다.
제어 시스템을 단순화하고 전기 드라이브의 신뢰성을 높이기 위해 이 체계는 가역 TP의 조정 제어를 사용합니다. 이를 위해서는 두 그룹의 경영특성과 경영시스템이 긴밀하게 연결되어야 한다. 잠금 해제 펄스가 사이리스터 T1-T6에 공급되어이 그룹의 수정 작동 모드를 제공하면 잠금 해제 펄스가 사이리스터 T7-T12에 공급되어이 그룹이 인버터 작동을 위해 준비됩니다.
TP의 모든 작동 모드에 대한 제어 각도 α1 및 α2는 정류기 그룹의 평균 전압이 인버터 그룹의 전압을 초과하지 않는 방식으로 변경되어야 합니다. 이 조건이 충족되지 않으면 정류된 등화 전류가 사이리스터의 두 그룹 사이에 흐르게 되어 밸브와 변압기에 추가로 부하를 가하고 보호 트리핑을 유발할 수도 있습니다.
그러나 정류기 및 인버터 그룹의 사이리스터에서 제어 각도 α1 및 α2를 올바르게 일치하더라도 전압 UαB의 순시 값의 불평등으로 인해 교류 등화 전류의 흐름이 가능합니다. 및 UαI. 이 등화 전류를 제한하기 위해 등화 리액터 1UR 및 2UR이 사용됩니다.
모터의 전기자 전류는 항상 리액터 중 하나를 통과하므로 이 전류의 리플이 감소하고 리액터 자체가 부분적으로 포화됩니다. 현재 등화 전류만 흐르는 두 번째 리액터는 불포화 상태로 남아 iyp를 제한합니다.
사이리스터 전기 크레인 드라이브에는 1000Hz 주파수의 직사각형 전압 발생기에 의해 공급되는 고속 가역 합산 자기 증폭기 SMUR을 사용하여 만든 단일 루프 제어 시스템(CS)이 있습니다. 정전이 있는 경우 이러한 제어 시스템을 통해 만족스러운 정적 특성과 높은 품질의 과도 프로세스를 얻을 수 있습니다.
전기 구동 제어 시스템은 간헐적인 모터 전압 및 전류에 대한 네거티브 피드백과 전압 Ud에 대한 약한 포지티브 피드백을 포함합니다.SMUR 구동 코일 회로의 신호는 저항 R4에서 나오는 기준 전압 Uc와 POS 전위차계에서 가져온 피드백 전압 αUd 사이의 차이에 의해 결정됩니다. 드라이브의 속도와 회전 방향을 결정하는 명령 신호의 값과 극성은 KK 컨트롤러에 의해 규제됩니다.
역 전압 Ud는 SMUR 주 권선과 병렬로 연결된 실리콘 제너 다이오드를 사용하여 차단됩니다. 전압 차이 Ud — aUd가 Ust.n보다 크면 제너 다이오드가 전류를 전도하고 제어 코일의 전압은 Uz.max = Ust.n과 같아집니다.
이 시점부터 감소하는 신호 aUd의 변화는 SMUR의 주 권선의 전류에 영향을 미치지 않습니다. 전압 Ud에 대한 네거티브 피드백이 작동하지 않습니다. 이는 일반적으로 모터 전류 Id> (1.5 ÷ 1.8) Id .n에서 발생합니다.
피드백 신호 aUd가 기준 신호 Uz에 접근하면 제너 다이오드의 전압이 Ust.n보다 낮아지고 전류가 흐르지 않습니다. SMUR의 주 권선의 전류는 전압 차이 U3 — aUd에 의해 결정되며 이 경우 음의 전압 피드백이 작용합니다.
네거티브 전류 피드백 신호는 각각 사이리스터 그룹 T1 - T6 및 T7 - T12와 함께 작동하는 두 그룹의 변류기 TT1 - TT3 및 TT4 - TT8에서 가져옵니다. BTO 전류 차단기에서는 저항 R에서 얻은 3상 교류 전압 U2TT ≡ Id가 정류되고 기준 전압으로 작용하는 제너 다이오드를 통해 신호 Uto.s가 SMUR의 전류 권선에 공급됩니다. , 증폭기 입력에서 결과 결과를 낮추십시오.이는 컨버터 전압 Ud를 감소시키고 정적 및 동적 모드에서 전기자 회로 전류 Id를 제한합니다.
전기 드라이브의 기계적 특성 ω = f(M)의 높은 필 팩터를 얻고 과도 모드에서 일정한 가속(감속)을 유지하기 위해 위에 나열된 연결 외에도 포지티브 피드백이 다음에서 적용됩니다. 장력으로 회로.
이 연결의 이득 계수는 kpn = 1 / kpr ≈ ΔUy / ΔUd로 선택됩니다. 변환기의 특성 Ud = f (Uy)의 초기 섹션에 따라 Ud에 대한 네거티브 피드백의 계수 α보다 작은 차수를 갖습니다. 이 관계의 효과는 현재의 불연속 영역에서 주로 나타나며 지형의 급격하게 떨어지는 부분을 제공합니다.
무화과에서. 도 2a는 제어기의 상이한 위치에 대응하는 기준 전압 U3의 상이한 값에 대한 호이스트 드라이브의 정적 특성을 나타낸다.
첫 번째 근사치로 시작, 역방향 및 정지의 전환 모드에서 좌표축 ω = f(M)의 동작점이 정적 특성을 따라 이동한다고 가정할 수 있습니다. 그런 다음 시스템의 가속:
여기서 ω는 각속도, Ma는 모터에 의해 발생된 모멘트, Mc는 움직이는 부하의 저항 모멘트, ΔMc는 기어 손실 모멘트, J는 모터 샤프트로 감소된 관성 모멘트입니다.
변속기 손실을 무시하면 엔진을 위아래로 시동할 때와 위아래에서 멈출 때의 가속도 평등 조건은 전기 드라이브의 동적 순간의 평등, 즉 Mdin.p = Mdin.s.이 조건을 만족시키기 위해서는 호이스트 구동장치의 정적 특성이 속도축에 대해 비대칭이어야 하고(Mstop.p> Mstop.s) 제동 모멘트 값 영역에서 급격한 전방을 가져야 한다(Fig. 2,a). .
쌀. 2. TP-D 시스템에 따른 전기 드라이브의 기계적 특성: a — 리프팅 메커니즘, b — 이동 메커니즘.
크레인 이동 메커니즘의 드라이브에 대해 이동 방향에 의존하지 않는 저항 모멘트의 반응 특성을 고려해야 합니다. 동일한 값의 모터 토크에서 반응 저항 토크는 시작 프로세스를 늦추고 드라이브의 중지 프로세스를 가속화합니다.
구동 휠의 미끄러짐과 기계식 변속기의 빠른 마모로 이어질 수 있는 이 현상을 제거하려면 구동 메커니즘에서 시동, 후진 및 정지 중에 거의 일정한 가속도를 유지해야 합니다. 이는 그림 1에 표시된 정적 특성 ω = f(M)을 얻음으로써 달성됩니다. 2, 나.
전기 드라이브의 특정 유형의 기계적 특성은 음의 전류 피드백 Id 및 양의 전압 피드백 Ud의 계수를 적절히 변경하여 얻을 수 있습니다.
오버헤드 크레인의 사이리스터 제어 전기 드라이브의 전체 제어 체계에는 이전에 제공된 다이어그램에서 논의된 모든 연동 연결 및 보호 회로가 포함됩니다.
크레인 메커니즘의 전기 구동에 TP를 사용할 때 전원 공급 장치에 주의를 기울여야 합니다.컨버터가 소비하는 전류의 상당한 비정현파 특성으로 인해 컨버터 입력에서 전압 파형이 왜곡됩니다. 이러한 왜곡은 컨버터 전원부 및 펄스 위상 제어(SPPC) 시스템의 작동에 영향을 미칩니다. 라인 전압 파형의 왜곡은 모터의 상당한 저활용을 유발합니다.
공급 전압 왜곡은 특히 입력 필터가 없는 경우 SPPD에 강력한 영향을 미칩니다. 경우에 따라 이러한 왜곡으로 인해 사이리스터가 무작위로 완전히 열릴 수 있습니다. 이 현상은 정류기 부하가 없는 변압기에 연결된 별도의 카트에서 SPPHU에 전원을 공급함으로써 가장 잘 제거할 수 있습니다.
사이리스터를 사용하여 비동기 모터의 속도를 제어할 수 있는 방법은 매우 다양합니다. 사이리스터 주파수 변환기(자율 인버터), 고정자 회로에 포함된 사이리스터 전압 조정기, 저항의 임펄스 조정기 및 전기 회로의 전류 등이 있습니다.
크레인 전기 드라이브에서는 사이리스터 전압 조정기와 펄스 조정기가 주로 사용되는데 이는 상대적인 단순성과 신뢰성 때문이지만 이러한 각 조정기를 개별적으로 사용하는 것은 크레인 메커니즘의 전기 드라이브에 대한 요구 사항을 완전히 충족하지 못합니다.
실제로 유도 전동기의 회전자 회로에 펄스 저항 조정기만을 사용하면 임피던스 가감 저항기의 기계적 특성에 따라 자연적으로 제한되는 조정 영역, 즉조정 영역은 기계적 특성 평면의 I 및 IV 또는 III 및 II 사분면을 불완전하게 채우는 모터 모드 및 반대 모드에 해당합니다.
사이리스터 전압 조정기, 특히 가역 조정기를 사용하면 기본적으로 평면 M, ω의 전체 작업 부분을 포함하는 속도 제어 영역이 제공됩니다. ω는 -ωn에서 + ωn까지 그리고 — Mk에서 + Mk까지입니다. 그러나이 경우 엔진 자체에 상당한 슬립 손실이 발생하여 설치된 출력과 그에 따른 치수를 크게 과대 평가해야합니다.
이와 관련하여 크레인 메커니즘을 위한 비동기식 전기 구동 시스템이 만들어지며 여기서 모터는 회전자 저항의 펄스 조절과 고정자에 공급되는 전압 변화의 조합으로 제어됩니다. 이것은 기계적 성능의 4사분면을 채웁니다.
이러한 결합 제어의 개략도가 그림 1에 나와 있습니다. 3. 회 전자 회로는 정류 전류 회로에 저항 펄스 제어 회로를 포함합니다. 회로의 매개 변수는 가변 저항과 자연 특성 사이의 영역에서 I 및 III 사분면에서 모터의 작동을 보장하도록 선택됩니다(그림 4에서 수직선으로 음영 처리됨).
쌀. 3. 고정자 전압의 사이리스터 조정기와 회 전자 저항의 임펄스 제어가 있는 크레인 전기 드라이브의 다이어그램.
가감 저항 특성과 Fig. 4와 모터를 반전시키기 위해 역 병렬 사이리스터 쌍 1-2, 4-5, 6-7, 8-9, 11-12로 구성된 사이리스터 전압 조정기가 사용됩니다.고정자에 공급되는 전압 변경은 사이리스터 쌍 1-2, 6-7, 11-12의 개방각을 조정하여 수행됩니다. 회전의 방향.
쌀. 4. 유도 전동기의 통합 제어 규칙.
엄격한 기계적 특성을 얻고 모터 토크를 제한하기 위해 회로는 TG 타코제너레이터 및 DC 변압기(자기 증폭기) TPT에서 제공하는 속도 및 정류된 회전자 전류 피드백을 제공합니다.
저항 R1이 있는 커패시터를 직렬로 연결하여 전체 I 사분면을 채우는 것이 더 쉽습니다(그림 3). 이 경우 정류된 회전자 전류의 등가 저항은 0에서 무한대로 변할 수 있으므로 회전자 전류는 최대값에서 0까지 제어될 수 있습니다.
이러한 방식에서 모터 속도 조절 범위는 종축까지 확장되지만 커패시터 커패시턴스 값은 매우 중요한 것으로 판명되었습니다.
더 낮은 커패시턴스 값에서 전체 I 사분면을 채우려면 저항 R1의 저항을 별도의 단계로 나눕니다. 첫 번째 단계에서는 커패시턴스가 연속적으로 도입되어 낮은 전류에서 켜집니다. 펄스 방식으로 단계를 제거한 다음 사이리스터 또는 접촉기를 통해 각 단계를 단락시킵니다. 저항의 펄스 변화와 모터의 펄스 작동을 결합하여 전체 I 사분면을 채울 수도 있습니다. 이러한 계획은 그림에 나와 있습니다. 5.
속도 축과 가변 저항기의 특성 사이 영역(그림 4)에서 모터는 펄스 모드로 작동합니다.동시에 사이리스터 T3에는 제어 펄스가 공급되지 않고 항상 닫힌 상태를 유지합니다. 모터의 펄스 모드를 구현하는 회로는 작동 사이리스터 T1, 보조 사이리스터 T2, 스위칭 커패시터 C 및 저항 R1 및 R2로 구성됩니다. 사이리스터 T1이 열리면 저항 R1을 통해 전류가 흐릅니다. 커패시터 C는 R1의 전압 강하와 동일한 전압으로 충전됩니다.
제어 펄스가 사이리스터 T2에 적용되면 커패시터 전압이 사이리스터 T1과 반대 방향으로 적용되어 닫힙니다. 동시에 커패시터가 재충전되고 있습니다. 모터 인덕턴스의 존재는 커패시터를 재충전하는 과정이 진동 특성이라는 사실로 이어지며 그 결과 사이리스터 T2가 제어 신호를 제공하지 않고 자체적으로 닫히고 회 전자 회로가 열린 것으로 판명됩니다. 그런 다음 제어 펄스가 사이리스터 T1에 적용되고 모든 프로세스가 다시 반복됩니다.
쌀. 5. 비동기 모터의 임펄스 결합 제어 방식
따라서 사이리스터에 제어 신호를 주기적으로 공급하면 일정 기간 동안 저항 R1의 저항에 의해 결정되는 전류가 회 전자에 흐릅니다. 기간의 다른 부분에서 회전자 회로가 열린 것으로 판명되고 모터에 의해 발생된 토크는 0이며 작동 지점은 속도 축에 있습니다. 기간 동안 사이리스터 T1의 상대 지속 시간을 변경함으로써 모터에 의해 발생하는 토크의 평균값을 0에서 회전자 R1이 회로
다양한 피드백을 이용하여 속도축과 가변저항 특성 사이의 영역에서 원하는 형태의 특성을 얻을 수 있다. 가변 저항과 자연적 특성 사이의 영역으로 전환하려면 사이리스터 T2가 항상 닫힌 상태로 유지되고 사이리스터 T1이 항상 열린 상태로 유지되어야 합니다. 주 사이리스터 T3가 있는 스위치를 사용하여 저항 R1을 단락시킴으로써 회전자 회로의 저항을 R1 값에서 0으로 원활하게 변경하여 모터의 고유한 특성을 제공할 수 있습니다.
회전자 회로에서 정류 모터의 임펄스 모드는 동적 제동 모드에서도 수행할 수 있습니다. 다른 피드백을 사용하면 이 경우 II 사분면에서 원하는 기계적 특성을 얻을 수 있습니다. 논리 제어 체계의 도움으로 엔진을 한 모드에서 다른 모드로 자동 전환하고 기계적 특성의 모든 사분면을 채울 수 있습니다.